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正文

一种无源高线性混频组件的设计与实现

摘要:在射频通信系统中,混频器作为接收机的核心器件,其线性指标将直接影响整个接收系统的性能。文中设计并实现了一种无源高线性混频组件电路,采用“平衡混频器+吸收式滤波器”的方式达到了高线性要求。平衡混频器采用一对双平衡混频器互联,通过相位抵消达到优化线性的目的;吸收式滤波器吸收混频器产生非线性谐波, 使其无法在空间中进行反射,两者共同作用优化了组件整体的线性指标。测试显示,在射频频率为 30~1 350 MHz, 本振频率为 3030~4350 MHz,中频频率为 3000 MHz 的条件下,混频组件的 IIP2 可以达到 94 dBm,IIP3 可以达到 29 dBm。相比于单独混频器,新电路的线性性能得到极大的优化,更适合高性能的接收机使用。
关键词:射频;无源;高线性;混频组件;平衡混频器;吸收式滤波器
        随着通信技术[1]的发展,越来越多的通信需求使得频谱利用率越来越高、频谱资源越来越紧张。尤其在射频通信领域,各个频段的通信信道中充斥着大量的无用或者干扰信号,信道间干扰也更加严重。为了避免接收机对虚假信号响应,对接收机的线性指标提出了更高的要求[2]
       在超外差接收机中,中频链路通常采用基于运算放大器或者负反馈的结构构建[3]。由于中频滤波器可以有效滤除带外信号,因此中频链路对整个接收机的输入线性指标影响很小。射频链路通常包括预选滤波器组、放大器和混频器[4],无法对带外的干扰信号进行有效的抑制,故射频链路限制了接收机整体线性性能。根据线性的级联公式[1],位于射频链路末端的混频器对射频链路的线性影响最大。因此,作为接收机的核心器件之一,混频器线性指标将直接影响接收机整体的线性性能[5]
       本文设计并实现了一种无源高线性的混频组件电路。其采用“平衡混频器+吸收式滤波器”的方式达到高线性的要求。通过仿真与实际测试,本设计能够有效地提高混频器的线性指标。除此以外,整个组件为无源电路,具有体积小的特点,可适应多种场合应用。
一、电路结构
       本设计的混频组件电路基本结构由 RF 宽带巴伦、IF 宽带巴伦、LO 宽带巴伦、混频器及 IF 吸收式滤波器组成。该电路原理为:使用双双平衡混频器结构进行变频,利用平衡结构抵消部 分交调信号,又通过处于中频段的吸收式滤波器充 分抑制吸收交调信号;两种方式共同作用,从而大 幅优化了整个混频组件的线性指标。
二、硬件电路设计与实现
1、双双平衡混频器电路设计
      混频器是超外差接收机的核心组成部分,其按 照所用非线性器件性质的不同分为有源混频器和无源混频器。当混频器使用的是晶体管或者是场效应 管等有源器件时,称这种混频器为有源混频器。当混频器使用的是二极管等无源器件时,称这种混频 器为无源混频器。有源混频器使用时有变频增益, 但同时需要直流偏置电路来进行供电,不仅电路结 构较为复杂,其噪声系数也高于无源混频器。无源 混频器除了具有噪声系数低、电路结构简单外,还 有电路的动态范围大等优点,但是无源混频器在工 作时存在变频损耗的缺陷[6]
      依据混频器的电路拓扑结构可以将混频器分为单端混频器和平衡混频器[7]。单端混频器由一个非线性元件和一些无源网络构成。平衡混频器则是由多个非线性元件构成对称结构,外加无源网络构成。 根据平衡混频器中使用非线性器件的个数可以把平衡混频器分为单平衡混频器、双平衡混频器和三平衡混频器。单端混频器相对于平衡混频器而言,其电路结构简单、价格低廉,同时单端混频器的性能(如变频损耗、隔离度、杂波抑制能力等)较差, 适用于对灵敏度要求不高的接收机。平衡混频器中 最常用的是双平衡混频器,这种混频器有很高的本 射和本中隔离度,且理论上比单端混频器的变频损耗低 12 dB,线性性能也明显优于单端混频器[8]
      与单端混频器相比,双平衡混频结构的混频产 物减少了 3/4,大幅减少了混频器的杂波输出。它的混频产物除了所需的中频信号 ωI 外,只存在偶数阶的混频产物 ωne,即wne  = newL  ±wI  =(ne  ±1wL  ±wR
其中,ne = 0,2,4…,﹢∞。在射频频率 ωR 的输入端口只有奇数阶的混频产物 ωno,即
w   = n w ±w
no    o   L   I
其中,no=1,3,5…,﹢∞。在本振频率 ωL 输入端口的混频产物与中频端口的混频产物完全相同[9]
本设计采用两个双平衡混频器级联,称之为双 双平衡混频器。两个双平衡混频器通过再一次的相 位叠加,进一步抵消了奇数阶的混频产物。使双平 衡混频器在中频端口的混频产物再减少一半[10]。整个混频电路的中频混频产物除了所需的 ωI 外,只存在 ωne,即
wne  newL  ±wI  =(ne  ±1wL  ±wR 
其中,ne = 0,4,8…,﹢∞。双双平衡混频器和其他混频器结构相比,能够拥有更宽的带宽,更高的隔离 以及更高的动态范围和交调抑制。本设计的原理图 如图 1所示。





图1 高线性混频组件原理图
    混频器部分采用 ADI  公司的集成芯片HMC787A。该芯片为一款无源双平衡混频器,SMT封装且内部集成巴伦,使用方便且性能良好。HMC787A 的射频 RF 端口与本振 LO 端口的频率范围均为 3~10 GHz,而中频 IF 端口的频率范围为 0~4GHz。可以看出,射频端口允许的频率使用范围与本设计混频组件所需的射频频率 RF 范围 30~1350MHz 没有重叠。但是,HMC787A 为无源混频器, 其内部结构允许将 RF 端口与 IF 端口互换使用[11], 所以将 HMC787A 的本振端口作为本混频组件的射频端口使用、射频端口作为本振端口使用。如图 2 所示连接链路,即可实现 HMC787A 在本混频组件中的应用。该芯片具有较高的线性指标,如芯片手册所述,输入二阶线性 IIP2 达到 70 dBm,输入三阶线性 IIP3 达到 23 dBm。
       巴伦部分采用传输线巴伦,分别位于射频、中频和本振部分,主要用于信号平衡与非平衡之间的转换[12]。巴伦选用 Mini 公司的 TCM1-63AX+,其原理图如图2 所示,工作频率范围为10~6 000 MHz,插入损耗不高于 1 dB。




图2 TCM1-63AX+原理图
2、吸收式滤波器电路设计
      滤波器是超外差接收机的重要组成部分,其作 用是抑制镜频杂散干扰和中频杂散干扰进,同时也 对链路中非线性器件产生的二次与高次谐波进行滤除。常用的滤波器为反射式滤波器,其原理是把不需要的频率成分能量反射回信号源从而达到滤波的 目的,实现频率选择功能[13]
       但是随着集成化、小型化的发展,反射式滤波 器的一些缺点也逐渐凸显出来,如阻带衰减小、端口匹配较差、端口反射严重等[14]都会影响滤波器在 狭小空间中的使用。实际应用中,反射式滤波器反 射的信号由于端口阻抗匹配差从而辐射到空间中, 经过在腔体中的反射,可能直接辐射到链路中越过 滤波器的部分,从而削弱了滤波器的滤波作用。而吸收式滤波器通过对阻带内信号完全吸收,能够从根本上解决这一问题[15-16]
       本设计的滤波器为吸收式滤波器,采用集总元 件电路模型,两端口分别为 50 Ω 阻抗,其中包括两个谐振单元,共同实现滤波,其原理如图 3所示。








图3 IF 吸收式滤波器原理图
中频吸收式滤波器的 S 参数特征曲线仿真图如图 4所示。





图4 IF 吸收式滤波器 S 参数特征曲线仿真图
三、电路测试及分析
       测试实验采用对照实验,实验组为高线性混频组件,根据图 1 高线性混频组件原理图进行版图绘制,最终得到高线性混频组件的PCB 板如图5 所示; 对照组为单独的 HMC787A 芯片,其 PCB 板如图6所示。







图5高线性混频组件的 PCB 板








图6 HMC787A 芯片实验版
       线性测试的原理其中信号源 A 与信号源 B 通过合路器为混频组件提供输入信号,频谱仪作为输出信号测试设备, 测试在不同频率输入信号时的输出信号功率。
      实验中,依据国军标90001C 的线性测试方法, 射频频率RF 为 30 MHz、100 MHz、200 MHz、…、1 350 MHz,bf=60 MHz。测试平台如图 7和图 8所示,输出功率为 0 dBm 时,分别测试实验组与对照组在不同输入频率下的输入二阶线性产物和输入三阶线性产物,计算出输入二阶线性 IIP2 与输入三阶线性 IIP3,并记录。








图7 线性测试平台 1








图8 线性测试平台 2
测试的实验结果记录如表 1 所示
射频频率
(MHz)
30 100 200 400 600 100 1350
混频组件
IIP2(dBm)
95 97 98 98 100 96 94
HMC787A
IIP2(dBm)
70 69 69 70 70 71 68
混频组件
IIP3(dBm)
20 29 29 30 30 30 30
HMC787A
IIP3(dBm)
21 21 23 23 22 22 21












表 1 高线性混频组件电路的测试数据
        根据表 1 的数据可以得出,在输入信号随着频率改变时,高线性混频组件与单独混频器线性指标 的测试值均无较大波动。由此可以初步得出结论:高线性混频组件与单独混频器的线性指标与射频频率变化基本无关。所以我们可以使用不同频率下线性指标的平均值来分析实验组与对照组。
       根据表 1 可以得出,高线性混频组件的输入二阶线性 IIP2 的平均值为 96.8 dBm,输入三阶线性IIP3 的平均值为 29.5 dBm;单独混频器 HMC787A 的输入二阶线性 IIP2 的平均值为 69.7 dBm,输入三阶线性 IIP3 的平均值为 21.8 dBm。由此可以得出结论:在输出功率为 0 dBm 时,相比于单独混频器HMC787A,高线性混频组件的二阶输入线性 IIP2 优化了27.1 dBm,三阶输入线性IIP3 优化了7.7 dBm。根据以上结果,可以说通过“平衡混频器+吸收式滤波器”的方式对单独混频器产生了极大的优化,与理论分析一致。
四、结束语
       本文介绍了一种无源高线性混频组件电路,通过“平衡混频器+吸收式滤波器”的方式达到高线性的要求。适合应用于线性指标要求较高的接收机中, 具有良好的应用前景。但随着中频频率的提高,中频吸收式滤波器的仿真与搭建逐渐成为该混频组件的难点。因此在实际应用中,可以采用不同架构的吸收式滤波器,以适应不同需求。
参考文献:
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一种无源高线性混频组件的设计与实现
摘要:在射频通信系统中,混频器作为接收机的核心器件,其线性指标将直接影响整个接收系统的性能。文中设计并实现了一种无源高线性混频组件电路,采用“平衡混频器+吸收式滤波器”的方式达到了高线性要求。平衡混频器采用一对双平衡混频器互联,通过相位抵消达到优化线性的目的;吸收式滤波器吸收混频器产生非线性谐波, 使其无法在空间中进行反射,两者共同作用优化了组件整体的线性指标。测试显示,在射频频率为 30~1 350 MHz, 本振频率为 3030~4350 MHz,中频频率为 3000 MHz 的条件下,混频组件的 IIP2 可以达到 94 dBm,IIP3 可以达到 29 dBm。相比于单独混频器,新电路的线性性能得到极大的优化,更适合高性能的接收机使用。
关键词:射频;无源;高线性;混频组件;平衡混频器;吸收式滤波器
        随着通信技术[1]的发展,越来越多的通信需求使得频谱利用率越来越高、频谱资源越来越紧张。尤其在射频通信领域,各个频段的通信信道中充斥着大量的无用或者干扰信号,信道间干扰也更加严重。为了避免接收机对虚假信号响应,对接收机的线性指标提出了更高的要求[2]
       在超外差接收机中,中频链路通常采用基于运算放大器或者负反馈的结构构建[3]。由于中频滤波器可以有效滤除带外信号,因此中频链路对整个接收机的输入线性指标影响很小。射频链路通常包括预选滤波器组、放大器和混频器[4],无法对带外的干扰信号进行有效的抑制,故射频链路限制了接收机整体线性性能。根据线性的级联公式[1],位于射频链路末端的混频器对射频链路的线性影响最大。因此,作为接收机的核心器件之一,混频器线性指标将直接影响接收机整体的线性性能[5]
       本文设计并实现了一种无源高线性的混频组件电路。其采用“平衡混频器+吸收式滤波器”的方式达到高线性的要求。通过仿真与实际测试,本设计能够有效地提高混频器的线性指标。除此以外,整个组件为无源电路,具有体积小的特点,可适应多种场合应用。
一、电路结构
       本设计的混频组件电路基本结构由 RF 宽带巴伦、IF 宽带巴伦、LO 宽带巴伦、混频器及 IF 吸收式滤波器组成。该电路原理为:使用双双平衡混频器结构进行变频,利用平衡结构抵消部 分交调信号,又通过处于中频段的吸收式滤波器充 分抑制吸收交调信号;两种方式共同作用,从而大 幅优化了整个混频组件的线性指标。
二、硬件电路设计与实现
1、双双平衡混频器电路设计
      混频器是超外差接收机的核心组成部分,其按 照所用非线性器件性质的不同分为有源混频器和无源混频器。当混频器使用的是晶体管或者是场效应 管等有源器件时,称这种混频器为有源混频器。当混频器使用的是二极管等无源器件时,称这种混频 器为无源混频器。有源混频器使用时有变频增益, 但同时需要直流偏置电路来进行供电,不仅电路结 构较为复杂,其噪声系数也高于无源混频器。无源 混频器除了具有噪声系数低、电路结构简单外,还 有电路的动态范围大等优点,但是无源混频器在工 作时存在变频损耗的缺陷[6]
      依据混频器的电路拓扑结构可以将混频器分为单端混频器和平衡混频器[7]。单端混频器由一个非线性元件和一些无源网络构成。平衡混频器则是由多个非线性元件构成对称结构,外加无源网络构成。 根据平衡混频器中使用非线性器件的个数可以把平衡混频器分为单平衡混频器、双平衡混频器和三平衡混频器。单端混频器相对于平衡混频器而言,其电路结构简单、价格低廉,同时单端混频器的性能(如变频损耗、隔离度、杂波抑制能力等)较差, 适用于对灵敏度要求不高的接收机。平衡混频器中 最常用的是双平衡混频器,这种混频器有很高的本 射和本中隔离度,且理论上比单端混频器的变频损耗低 12 dB,线性性能也明显优于单端混频器[8]
      与单端混频器相比,双平衡混频结构的混频产 物减少了 3/4,大幅减少了混频器的杂波输出。它的混频产物除了所需的中频信号 ωI 外,只存在偶数阶的混频产物 ωne,即wne  = newL  ±wI  =(ne  ±1wL  ±wR
其中,ne = 0,2,4…,﹢∞。在射频频率 ωR 的输入端口只有奇数阶的混频产物 ωno,即
w   = n w ±w
no    o   L   I
其中,no=1,3,5…,﹢∞。在本振频率 ωL 输入端口的混频产物与中频端口的混频产物完全相同[9]
本设计采用两个双平衡混频器级联,称之为双 双平衡混频器。两个双平衡混频器通过再一次的相 位叠加,进一步抵消了奇数阶的混频产物。使双平 衡混频器在中频端口的混频产物再减少一半[10]。整个混频电路的中频混频产物除了所需的 ωI 外,只存在 ωne,即
wne  newL  ±wI  =(ne  ±1wL  ±wR 
其中,ne = 0,4,8…,﹢∞。双双平衡混频器和其他混频器结构相比,能够拥有更宽的带宽,更高的隔离 以及更高的动态范围和交调抑制。本设计的原理图 如图 1所示。





图1 高线性混频组件原理图
    混频器部分采用 ADI  公司的集成芯片HMC787A。该芯片为一款无源双平衡混频器,SMT封装且内部集成巴伦,使用方便且性能良好。HMC787A 的射频 RF 端口与本振 LO 端口的频率范围均为 3~10 GHz,而中频 IF 端口的频率范围为 0~4GHz。可以看出,射频端口允许的频率使用范围与本设计混频组件所需的射频频率 RF 范围 30~1350MHz 没有重叠。但是,HMC787A 为无源混频器, 其内部结构允许将 RF 端口与 IF 端口互换使用[11], 所以将 HMC787A 的本振端口作为本混频组件的射频端口使用、射频端口作为本振端口使用。如图 2 所示连接链路,即可实现 HMC787A 在本混频组件中的应用。该芯片具有较高的线性指标,如芯片手册所述,输入二阶线性 IIP2 达到 70 dBm,输入三阶线性 IIP3 达到 23 dBm。
       巴伦部分采用传输线巴伦,分别位于射频、中频和本振部分,主要用于信号平衡与非平衡之间的转换[12]。巴伦选用 Mini 公司的 TCM1-63AX+,其原理图如图2 所示,工作频率范围为10~6 000 MHz,插入损耗不高于 1 dB。




图2 TCM1-63AX+原理图
2、吸收式滤波器电路设计
      滤波器是超外差接收机的重要组成部分,其作 用是抑制镜频杂散干扰和中频杂散干扰进,同时也 对链路中非线性器件产生的二次与高次谐波进行滤除。常用的滤波器为反射式滤波器,其原理是把不需要的频率成分能量反射回信号源从而达到滤波的 目的,实现频率选择功能[13]
       但是随着集成化、小型化的发展,反射式滤波 器的一些缺点也逐渐凸显出来,如阻带衰减小、端口匹配较差、端口反射严重等[14]都会影响滤波器在 狭小空间中的使用。实际应用中,反射式滤波器反 射的信号由于端口阻抗匹配差从而辐射到空间中, 经过在腔体中的反射,可能直接辐射到链路中越过 滤波器的部分,从而削弱了滤波器的滤波作用。而吸收式滤波器通过对阻带内信号完全吸收,能够从根本上解决这一问题[15-16]
       本设计的滤波器为吸收式滤波器,采用集总元 件电路模型,两端口分别为 50 Ω 阻抗,其中包括两个谐振单元,共同实现滤波,其原理如图 3所示。








图3 IF 吸收式滤波器原理图
中频吸收式滤波器的 S 参数特征曲线仿真图如图 4所示。





图4 IF 吸收式滤波器 S 参数特征曲线仿真图
三、电路测试及分析
       测试实验采用对照实验,实验组为高线性混频组件,根据图 1 高线性混频组件原理图进行版图绘制,最终得到高线性混频组件的PCB 板如图5 所示; 对照组为单独的 HMC787A 芯片,其 PCB 板如图6所示。







图5高线性混频组件的 PCB 板








图6 HMC787A 芯片实验版
       线性测试的原理其中信号源 A 与信号源 B 通过合路器为混频组件提供输入信号,频谱仪作为输出信号测试设备, 测试在不同频率输入信号时的输出信号功率。
      实验中,依据国军标90001C 的线性测试方法, 射频频率RF 为 30 MHz、100 MHz、200 MHz、…、1 350 MHz,bf=60 MHz。测试平台如图 7和图 8所示,输出功率为 0 dBm 时,分别测试实验组与对照组在不同输入频率下的输入二阶线性产物和输入三阶线性产物,计算出输入二阶线性 IIP2 与输入三阶线性 IIP3,并记录。








图7 线性测试平台 1








图8 线性测试平台 2
测试的实验结果记录如表 1 所示
射频频率
(MHz)
30 100 200 400 600 100 1350
混频组件
IIP2(dBm)
95 97 98 98 100 96 94
HMC787A
IIP2(dBm)
70 69 69 70 70 71 68
混频组件
IIP3(dBm)
20 29 29 30 30 30 30
HMC787A
IIP3(dBm)
21 21 23 23 22 22 21












表 1 高线性混频组件电路的测试数据
        根据表 1 的数据可以得出,在输入信号随着频率改变时,高线性混频组件与单独混频器线性指标 的测试值均无较大波动。由此可以初步得出结论:高线性混频组件与单独混频器的线性指标与射频频率变化基本无关。所以我们可以使用不同频率下线性指标的平均值来分析实验组与对照组。
       根据表 1 可以得出,高线性混频组件的输入二阶线性 IIP2 的平均值为 96.8 dBm,输入三阶线性IIP3 的平均值为 29.5 dBm;单独混频器 HMC787A 的输入二阶线性 IIP2 的平均值为 69.7 dBm,输入三阶线性 IIP3 的平均值为 21.8 dBm。由此可以得出结论:在输出功率为 0 dBm 时,相比于单独混频器HMC787A,高线性混频组件的二阶输入线性 IIP2 优化了27.1 dBm,三阶输入线性IIP3 优化了7.7 dBm。根据以上结果,可以说通过“平衡混频器+吸收式滤波器”的方式对单独混频器产生了极大的优化,与理论分析一致。
四、结束语
       本文介绍了一种无源高线性混频组件电路,通过“平衡混频器+吸收式滤波器”的方式达到高线性的要求。适合应用于线性指标要求较高的接收机中, 具有良好的应用前景。但随着中频频率的提高,中频吸收式滤波器的仿真与搭建逐渐成为该混频组件的难点。因此在实际应用中,可以采用不同架构的吸收式滤波器,以适应不同需求。
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